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如何使用晶體管通過微控制器切換大負載
微控制器非常適合在給定產品背后實現智能。但是，他們無法做的一件事就是直接控制除單個LED以外的任何東西。這是因為大多數微控制器的輸出驅動器只能直接提供或吸收大約10mA的電流。
本文介紹了幾種從典型的微控制器輸出切換低端較重負載的方法。需要一些簡單的數學計算來確定典型的組件值，并且這些將以易于訪問的格式呈現。但是，這種方法意味著已經采取了一些嚴格的自由措施。
飽和開關是控制以DC電流運行的大負載的最簡單方法之一。實際的電子開關元件有兩種變體：雙極結型晶體管（BJT）和MOSFET。
在開始實際開關本身之前，讓我們定義低端開關的含義。圖1顯示了這種類型的負載切換。
圖1 –低端負載開關
開關控制負載的負極。這意味著，當開關斷開時，負載基本上相對于電源的負極浮動，該負極通常是大多數設計中的接地參考。
如果這種開關方式是可以接受的，那么低側開關通常是實現負載開關的最便宜的方法。
BJT低側開關
BJT可用作負載開關，有兩種形式：NPN和PNP。對于低側開關，使用NPN晶體管，對于高側開關，使用PNP。
在進入實際方法之前，讓我們定義一些在處理NPN晶體管時使用的術語。
圖2顯示了相關的電壓和電流命名約定。從電流開始，IB為基準電流，并顯示為進入NPN的基準。相同的論點適用于我?和I E，其中I E顯示離開晶體管。
可以看出：I E = I C + I B
對于這些電壓，V CE是集電極和發射極之間的電壓，對于NPN晶體管通常為正值。換句話說，對于NPN晶體管，集電極電壓通常高于發射極電壓。
按照相同的慣例，V BE是基極和發射極之間的電壓。對于NPN來說通常是積極的。
圖2 – NPN BJT電壓和電流
理解晶體管如何控制大負載的關鍵是以下公式：
I C =βIB ，其中β是直流電流增益，可能為20至300，甚至更高。
這表示集電極電流是β值乘以基極電流。因此，如果β= 100，則集電極電流將是基本電流的100倍。
β的值在給定晶體管的數據表中以h FE給出。就本文而言，它們的含義相同。請注意，對于給定的晶體管，該值不是固定值，但會隨著集電極電流和溫度的值而有所變化，但這對于本文而言并沒有多大關系。
當BJT用作負載開關時，它們以兩種模式使用：截止和飽和。考慮下面的圖3。如前所述，I C =βIB 。因此，如果I B = 0，則I C也必須為0。在這種狀態下，晶體管處于截止模式。請注意，由于晶體管中沒有電流流動，因此它不會消耗任何功率。在這種情況下V C與V CC相同。
在下一部分中，假設V CC = 10 V，R =10Ω，β=100。讓我們看看當I B = 1mA時會發生什么。在這種情況下，I C = 100mA，因為β=100。電阻兩端的電壓為I C x R L或1V。這意味著V C必須為9 V，因為V CC為10 V ，并且R L兩端的電壓降為1V。如果I B = 2mA，則適用相同的論點，依此類推。
現在，如果I B = 20mA會發生什么。根據計算，這意味著I C = 2000mA或2A。但是，事實并非如此。以來V CC = 10 V，R L =10Ω，可流經R L的最大電流為1A。
換句話說，我的最大值?也是1A。這發生在V C = 0，這意味著晶體管對地短路。
在這種狀態下，該晶體管被稱為處于飽和模式。在這種模式下，晶體管集電極電流是電路條件允許的最大電流，而增加的基極電流將不會使其升高。
所以，等式I C ^ =βI乙僅保持直到晶體管飽和。注意，在上述示例中，如果現在將V CC增加到25V，或者將R L更改為1Ω，則晶體管將不再飽和。因此，飽和度是相對于外部電路條件定義的。
最后，請注意，除非有缺陷，否則真實晶體管在集電極和發射極之間不可能完全短路。當實際晶體管飽和時，其V CE將為V CEsat的值。該值在晶體管數據手冊中給出，對于一個小晶體管，通常在0.2V至一個大晶體管之間大于1V。
V CEsat也取決于集電極電流和溫度。這種依賴性通常在數據表中以一組曲線的形式給出。
在飽和模式下，晶體管的功耗為
耗散功率= I C x V CEsat
但是，由于V CEsat通常很低，因此功耗也會很低。因此，截止和飽和是晶體管將消耗最低功率的兩個狀態。
現在著眼于晶體管的基極，設置I B的快速方法是假設V BE為0.7V。該值適用于大多數晶體管。
因此，在這種情況下，根據歐姆定律，
I B =（V BB – 0.7）/ R B
如果需要給定的I B值，則R B可計算為：
R B =（V BB – 0.7）/ I B
為了使晶體管飽和，所需的最小I B是將導致最大I C的值，給定的 晶體管的β值與電路條件有關。
實際上，該I B值應比該最小值大大約10％到15％，以說明β值在設備之間的變化。
圖3 –晶體管操作
從微控制器驅動BJT
剛剛描述的實際上是一個低端NPN BJT開關。如果V BB是微控制器的輸出引腳，則知道其邏輯高值，所需的負載電流和晶體管β值，就可以很容易地計算出R B的值。
要檢查的其他幾件事是要確保：
計算出的I B不超過微控制器的驅動電流能力。
負載電流不超過晶體管的最大集電極電流。
飽和模式下的功耗不超過晶體管的最大功耗。
V CC電壓不超過晶體管的最大V CE。
以上示例中還應包含一些安全性和降額裕度，以確保可靠的操作。大約20％是合理的。
使用達林頓駕駛重物
由于微控制器GPIO引腳的驅動電流很少超過10mA，并且功率晶體管的晶體管最小值β通常不超過50，因此可以控制的最大電流約為500mA。
為了能夠控制更高的電流，可以采用達林頓裝置。達林頓封裝在一個封裝中，也可以用兩個晶體管組成，如圖4所示。
圖4 – NPN達靈頓
在這種布置中，Q1通常是低功率高增益晶體管，而Q2是高功率晶體管。假設暫時不存在電阻器R，那么可以看出所有Q1發射極電流都流入Q2的基極。
如前所述，發射極電流是集電極電流和基極電流之和。
所以， I E = I C + I B
從而， I E =βx I B + I B，或者I E =（β+ 1）I B
由于β很大，（β+1）接近于β。
這表示：
我é ≈我?
現在，由于Q1的I E直接流入Q2的基極，這意味著I C2，因此Q2的集電極電流由下式給出：
我C2 =β1×β2× IB1。
因此，較小的輸入基極電流會產生較大的輸出集電極電流。盡管有一些問題需要注意。首先，該復合晶體管的V BE現在是兩個晶體管的V BE之和。如前所述，計算基極電阻值時必須考慮到這一點。
至于電阻器R，它會影響Q2的關斷時間。當Q2導通時，它的電荷流入其基極。現在，當Q1的輸入變為低電平時，Q1關閉，并且Q2的基極中存儲的電荷無處可去。
它最終將通過稱為載流子重組的內部過程而消失，但在此之前，Q2將保持導通狀態。根據晶體管的不同，這可能會持續幾微秒到幾十微秒。
本質上，微控制器關閉其輸出，但之后負載仍會保持一段時間。R用于通過釋放存儲的基本電荷來加快Q2的關斷速度。
因此對于PWM等應用，建議使用該電阻。對于大多數嵌入式應用，介于1KΩ和5KΩ之間的值可以正常工作。
在正常操作下，R還會分流Q2的一些基極電流。該電流為（V BE2 / R）或大約0.7 / R。要抵消該電流，只需增加Q1的基極電流即可。由于該基本電流xβ1必須等于0.7 / R，因此Q1中的基本電流應增加（0.7 /（β1x R））。
MOSFET低側開關
與BJT一樣，MOSFET具有兩種基本形式：N溝道和P溝道。N溝道MOSFET與NPN相似，用于低側開關。同樣，P溝道MOSFET與PNP BJT相似，用于高端開關。
在滿足某些條件的情況下，N溝道增強型MOSFET相對容易連接至微控制器GPIO輸出引腳。
圖5顯示了這種類型的MOSFET，以及當該器件被視為低端開關時的一些更重要的方面。
圖5 – N溝道增強型MOSFET
當在柵極和源極之間施加電壓時，如果電壓高于其數據手冊中給出的閾值電壓V th，則電流將開始在其漏極和源極之間流動。
高于該閾值時，V GS越高，漏極電流I D越大，直到V GS達到V GSMax為止（同樣由數據表給出）。I D與V GS由數據表中的一組曲線給出，并且，與BJT情況一樣，當漏極電流達到電路條件允許的最大值時，MOSFET飽和。
由于MOSFET是壓控器件，因此幾乎不需要電流就能保持導通狀態。因此，來自微控制器的GPIO可以驅動MOSFET，然后可以控制非常大的電流。不需要達林頓安排。可提供在5V柵極驅動條件下完全增強的低Vth MOSFET，從而可以控制幾個安培。
與BJT相比，MOSFET的另一個優點是沒有V DS sat。取而代之的是，當MOSFET導通時，漏極-源極連接的行為類似于電阻器，其R DS的值是V GS的函數，對于功率MOSFET而言可能是非常低的值。
因此，MOSFET導通或增強時的功耗僅是（I D）2的值，其中I D是漏極電流乘以R DS，與電阻器中消耗的功率相同，R，通過電流I，由P = I 2 R給出。
因此，在許多情況下，飽和MOSFET的功耗要小于等效BJT的功耗。如果I D很高，則尤其如此。
要注意的一件事是，所有N-Ch MOSFET都具有內置的襯底二極管，如圖5所示。這是MOSFET的固有結構。實際上，這意味著漏極必須比源更積極。否則該二極管將導通。
最后，MOSFET的一個大問題是柵極-源極電容。對于功率MOSFET來說，它可能很大— 3nF或更大的情況并不罕見。實際上，這意味著在MOSFET可以開始導通之前，該柵極電容必須首先充電。鑒于大多數微控制器可以提供有限的電流，因此該電容器需要花費一些時間才能充電。
因此，當直接由微控制器的輸出驅動時，MOSFET根本無法快速切換。因此，將MOSFET用于快速PWM可能無法工作。
在這種情況下，必須在GPIO引腳與MOSFET的柵極之間使用TI UCC27511之類的MOSFET驅動器。當然，這比采用BJT的MOSFET本身就已經較高的成本增加了更多成本。